1. Учитесь читать первоисточники

«Из всех параметров МДП транзистора для нас важнейшим является сопротивление открытого канала». Клаусмобиль

Именно так, но не оно одно. Возьмем документацию на силовой транзистор (скажем, IRFP054N) и разберем по косточкам. А по ходу расставим приоритеты — что важно, а что нет. Сразу скажу, по трем главным параметрам — сопротивление канала Rds, предельное рабочее напряжение сток-исток Vbrds, и ток канала Id выводы делать можно, но желательно оперировать полным набором данных. Хотя бы потому, что предельно допустимые при +25С параметры гарантированно убьют прибор при 100С. А, кроме того, предельные данные в интерпретации разных производителей не всегда сравнимы.

Итак, читаем документ

Абсолютные максимумы

Постоянный ток стока при Vgs=10В: Id=81A при 25С, Id=57A при 100С. А в примечании сказано — «Вычислено исходя из предельного (идеального) теплового сопротивления корпуса«. Стало быть, в реальной жизни недостижимо. Предельный ток определим сами исходя из разумной тепловой мощности, скважности импульса и сопротивления канала.

Импульсный ток стока Id=290A (c аналогичными оговорками). Прекрасно, но столь же недоступно.

Тепловая мощность, рассеиваемая при 25С Pmax=170Вт и ее понижающий температурный коэффициент LDF(Pmax)=-1.1Вт/C. Эти два параметра всегда живут нераздельно. Ведь при прогреве кристалла до 125С (это нормально) предельно допустимая мощность снижается до 170-1.1*(125-25)=60Вт. Вот на эти 60 Вт, а с запасом — 50Вт, и будем пока ориентироваться.

Предельное напряжение затвор-исток (Vgs) — +/-20В. Достаточно безопасно для 12В сети.

Тепловое сопротивление

PN переход-корпус — Rjc=0.9 C/Вт. Это означает, что при 50Вт тепловых потерь температура рабочей области кристалла будет на 0.9*50=45 градуса выше, чем температура корпуса транзистора (которая в свою очередь меньше средней температуры радиатора).

Корпус-радиатор, плоская повержность с силиконовой смазкой — Rcs=0.24 C/Вт. Т.е. 60Вт дадут еще 12С тепловой потери. Со слюдяной прокладкой будет чуть хуже. Еще один аргумент в пользу полностью изолированных транзисторов. Увы, пока их мало и дороги собаки…

PN переход-воздух (в отсутствии радиатора) — Rja=40C/W. То, что и следовало доказать — без радиатора прибор бесполезен.

Электрические параметры (при 25С на pn-переходе)

Лукавые параметры. С учетом выше сказанного, 25С на переходе может быть только в очень холодную зиму. Поэтому исключительно важны температурные зависимости всех параметров. Слава Богу, IR не врет и честно о них рассказывает.

Напряжение пробоя закрытого канала — Vbrds=55В (Vgs=0В, пороговый ток канала 250мкА) и его понижающий температурный коэффициент LDF(Pmax)=-0.06Вт/C. Т.е. при 125С Vbrds снизится до 49В. Два хороших вывода. Первое, размах напряжения на стоке равен двум напряжениям питания (т.е.30В макс) плюс неизбежная колебаловка при переключении (добавим еще 10В) — итого 40В, что явно вписывается в норму. Второе, если 250 мкА уже достаточно велики и считаются «пробойным» током, то нормальный ток утечки закрытого транзистора еще на порядок ниже (25 мкА при 25С и Vds=55В, но 250мкА при 150С). И отключать его (преобразователь) от аккумулятора в нерабочем положении конечно же не надо.

Сопротивление открытого канала при Id=43А и Vgs=10В: Rds=12мОм (миллиОм). Хорошее сопротивление. У наилучшего в этом отношении одиночного кристалла IRFP064N — 6.4 мОм (это в 1999 году он был самым низкоомным. Времена меняются — 2002 …). Меньше — только у многокристальных модулей. А как оно ведет себя с ростом температуры — показано на графике 4. При снижении температуры до -40С сопротивление снижается на 25%. При 100С — увеличивается на 40%. При 175С — удваивается. Поэтому далее в расчетах я всегда оперирую удвоенным «паспортным» сопротивлением.

Пороговое напряжение на затворе Vgsth=2.0..4.0В при Id=250мкА. На графике 3 — температурная зависимость передаточной характеристики. Из нее ясно, что для гарантированного полного открытия канала вполне хватит и 8В. «А все остальное мне — неважно».

Ток утечки затвора IGSS=100nA — нам не интересен.

Полный заряд затвора — 130нКл при Vgs=10В, Vds=43В. Этот параметр определяет требования к цепи запуска (драйверу затвора). Примерный расчет такой цепи см. в материале по применению ИС TL494 на моем сайте. Косвенно, он определяет и тепловую безопасность транзистора, ведь основная доля тепла выделяется именно в переходном процессе. А на графике 6 показана его зависимость от напряжения на затворе. Видно, что во-первых, «емкость» затвора нелинейна, во-вторых, заряды, требуемый для открытия и закрытия канала при 12В питания будут неодинаковы. А во-вторых, она практически не зависит от напряжения питания на канале.

Временные задержки включения и выключения — все имеют не более 66 нс задержки, что нас устраивает.

Входные и выходные емкости — о входной мы уже говорили. Выходная определяет резонансы цепи стока, которые лечатся RC-успокоителем. Впрочем, по сравнению с колебаловкой, порождаемой собственно нагрузкой (трансформатор-выпрямитель), они несерьезны.

Параметры обратного диода нас особенно не интересуют.

Что же в сумме?

• По напряжениям, задержкам и емкостям — вписываемся.

• По току — пусть при скважности 40% падение напряжения на канале ограничено 1В (из 12 доступных). Тогда мгновенный ток канала 40 А (сопротивление 24 мОм), а средний за период — 16А. Этим и ограничимся (с учетом температурных ограничений).

• При этом тепловая мощность на канале (в среднем за период) равна 40%*1В*40А=16Вт. Это безопасно со всех сторон. Заметно, что именно сопротивление канала, а не тепловые параметры корпуса и кристалла ограничивает режим работы в установившемся открытом состоянии. Чтож, такова низковольтная жизнь…

• Но это без учета переходного процесса. А всего, с учетом общего теплового сопротивления в 3 C/Вт (0.24+0.9 на транзисторе, 1.8 на радиаторе) — суммарную мощность на прибор целесообразно ограничить не более 40Вт (из расчета Т=170С на кристалле, 70С на радиаторе).

2. Считаем на пальцах

Я составил простую табличку (в Экселе 98), в которой можно оценить тепловой режим и КПД первичной цепи преобразователя — т.е. потери на ключах и первичной обмотке. Потери представлены как сумма потерь открытого состояния (см. абзац выше) и переходного состояния.

Потери открытого состояния пропорциональны квадрату входного тока (т.е. квадрату потребляемой мощности), переходные потери — линейно пропорциональны входному току (мощности). Видно, что переходные потери доминируют на малой мощности, на больших мощностях — потери на сопротивлении открытого канала возрастают и резко снижают КПД первичной цепи. При этом тепловые потери достаточно невысокие. Т.е. выбор транзистора в дорогом массивном корпусе ТО-247 или ТО-3 неоправдан — меньший корпус ТО-220 обеспечит тепловой режим не хуже. Что касается эффективности теплоотвода и надежности констукции, автор обеими руками за полностью изолированный ТО-220 (например IRFI1010N).

Так как нам выбрать транзистор для усилителя выходной мощностью Ру=200Вт? Зададимся предельными потерями — 12.5% в открытом состоянии, 7.5% на переходных, это только в первичной цепи на максимальной мощности. Полагая 13% эффективность вторичной цепи, имеем общий КПД 67%. Полагая КПД собственно усилителя также 67% на полной мощности Pу (скажем 200Вт), имеем Pвх = 2.2 Py = 440Вт. При этом средний входной ток Iвх= 440Вт / 12В = 37А, а ток открытых ключей при суммарной скважности 80% — 37А/0.8 = 46A. Потери не должны превышать 55Вт в открытом состоянии и 33Вт на переходных процессах. Так как Pоткр=I^2 *Rds (закон Джоуля-Ленца, позвольте напомнить), Rds должно быть не более 55Вт/(46А)^2 т.е. 26 мОм — удвоенное «паспортное» значение. Стало быть, IRFP054N вписывается, практически без запаса. Но точно так же впишутся и IRFI1010N и BUZ100 (естественно в ТО-220 а не SMD корпусе). А вот транзисторов BTS131 c Rds=0.06 Ом придется ставить аж 5-6 штук на плечо, зато требования к охлаждению каждого так же в разы снизится. Этим нередко пользуются, ставя батарею MiniDIP или SMD приборов вовсе без радиаторов. Конечно, распараллеливание транзисторов требует особых приемов схемотехники и разводки платы, но при выходной мощности выше 200-250Вт другого выхода — пока — просто нет. Любопытных отсылаю к исторической статье Шихмана в «Мастер 12 Вольт» про устройство Ланцаровского усилителя

Что касается мощности, рассеиваемой на фронтах, она практически не зависит от Rds — только от тока и длительности фронта. Вполне реально ее уложить в 2-3 процента периода, и закрыть вопрос для любых допустимых токов.

3. Резюме

Выбираем низковольтные транзисторы (Vbrds=55-100В) в корпусе TO-220, а еще лучше TO-220 Fullpak, из расчета паспортного сопротивления канала

• 25 мОм для Pу=100Вт Rms, 12 мОм для Pу=200Вт Rms, одиночные или параллельные

• для больших мощностей — параллельные транзисторы с общим сопротивлением на плечо — до 8 мОм на 300Вт, до 5 мОм на 500Вт и т.п.

С точки зрения тепловой надежности, при выборе между одиночным и эквивалентными параллельными транзисторами, стоит выбрать именно параллельные транзисторы, соблюдая правила распараллеливания МДП ключей.

Что касается отечественных «клонов» ключей International Rectifier, минимальное сопротивление канала имеет КП812А1 — 28 мОм. Один КП812А1 на плечо потянет 80-100Вт выходной мощности, далее — обязательно распараллеливать. Также в относительно маломощных конструкциях можно использовать КП812Б1 (35 мОм), КП812В1 (50мОм), КП150 (55мОм), КП540 (77мОм). Транзисторы с большим сопротивлением канала применять нецелесообразно